在电子电路设计过程中，不可避免的会使用运算放大器来做信号放大、波形变换、滤波处理等，但在运放选型的时候，很多工程师往往只关注运放的工作电源、温度范围、封装、价格等，不认真研究Datasheet，特别容易忽视运放的一些重要指标参数，比如：输入偏置电流、输入失调电压、输入失调电流、最大共模输入电压、共模抑制比、输入噪声电压等等。其实这些参数对运放精度会有相当大的影响，如果不搞懂这些参数含义会让你在设计运放电路时走很多弯路。今天我想讲解一下“输入偏置电流Ib”的来源，分析其对运放电路精度的影响，以及如何设计周边电阻参数。
一、什么是运放的“输入偏置电流Ib”
“输入偏置电流”这个概念是针对运放的输入级提出来的，目前运放输入级都是差分输入，要么是三级管BJT，要么是场效应管FET(细分为MOS和JFET)，如图1所示。
(资料图)
图1 三极管差分对和场效应管差分对输入级运放
先说说三极管(BJT)差分对：运放的两个输入端是三极管差分对管的基极，而三极管属于电流控制电流器件，先对电流进行放大(IC=β*IB)，再通过阻性负载或有源负载实现电压放大，因此差分对三极管要工作在线性放大区，就需要对输入三极管基极提供基极电流，但是目前所有运放基本上都是设计成基极开路的模式(因为芯片上空间有限，不可能集成提供偏置电流的电流源)，如图2所示为运放LM358芯片内部电路原理图，显然两个输入端三极管基极是没有任何偏置电路的，因此就需要由外部信号源或者外部偏置电路来对其提供基极电流。
图2 运放LM358芯片内部电路原理图
在图1三极管差分对输入级中，Ib1和Ib2分别是两个输入三极管基极电流，“输入偏置电流Ib”就定义为这两个电流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，一般来说，三极管差分对运放输入偏置电流Ib在nA～uA数量级。
再说说场效应管(FET)差分对：运放的两个输入端是场效应差分对管的栅极，而场效应管属于电压控制电流器件，由于栅极与源极、栅极与漏极之间均有一层很薄的二氧化硅绝缘层，导致场效应管输入电阻非常大(MOS为10的9次方Ω以上，JFET为10的7次方Ω以上)，因此它的栅极电流是很小很小的，一般会在fA级，完全可忽略。但不幸的是，它的每个输入端都有一对ESD保护二极管，如图1右边所示，这两个二极管都是有反向漏电流的，且这个漏电流一般会比场效应管的栅极电流大很多，这就形成了场效应管差分对输入运放偏置电流的主要来源，Ib=(Ib1+Ib2)/2依然成立，一般来说，场效应管差分对运放输入偏置电流Ib在pA数量级。
二、运放的“输入偏置电流Ib”对放大精度的影响
根据上一节所述：“输入偏置电流Ib”是指运放两个输入端静态电流的平均值，即Ib=(Ib1+Ib2)/2，在三极管差分对输入级的运放中，“输入偏置电流Ib”是必要且必须的，它保证放大器工作在线性放大区，为放大器提供直流工作点，而在场效应管差分对输入级的运放中，“输入偏置电流Ib”是毫无用处的。那我们应该怎么选择运放及其周边电阻值呢?
(1)首先尽量选择“输入偏置电流Ib”小的运放，在价格能够承受的情况下越小越好。为什么这么说呢，因为“输入偏置电流Ib”还有一个亲兄弟叫“输入失调电流Ios”，“输入失调电流Ios”是指当输入电压为零时流入运放两输入端的静态输入电流之差，即Ios=|Ib1-Ib2|，再经过运放的输入电阻，“输入失调电流Ios”就会转换为“输入失调电压Vos”，最后经过运放增益的作用就会变成噪声电压输出。可别小瞧了这个失调电压Vos，图3是一个增益为11的同向运算放大器，如果选择运放芯片LM358(根据图4芯片规格书其Vos=3mV，最大可达到7mV)，那么经过放大后在运放输出端的噪声电压就会达到33mV，最大可能达到77mV，这个噪声电压对于小信号放大应用，比如说市场上常用来采样电流的75mV分流器来说是不可接受的，因为它已经淹没了有效输入信号。
图3 输入失调电压Vio对运算放大器的影响
图4 运放LM358规格书中标识的输入失调电压值Vos、失调电流值Ios及输入偏置电流Ib
所以，当运放“输入偏置电流Ib”值较大时，“输入失调电流Ios”值也会水涨船高，因为它们是一个数量级别(如图4运放LM358输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios都是nA级别的)，何况对于场效应管差分对输入运放来说，这个“输入偏置电流Ib”是不应该存在的，是有害信号。图5所示是场效应管差分对输入型运放MAX4238规格书中“输入失调电流Ios”和“输入偏置电流Ib”值，属于pA级别的，非常小，因此其“输入失调电压Vos”值也很小，只有0.1～2uV，那么如果还是使用图3放大电路来计算其输出噪声电压就只有1.1uV～22uV，基本上可以忽略，其实MAX4238就是一款超低失调、超低温漂、超高精度的运算放大器。
图5 运放MAX4238规格书中输入失调电流Ios、输入偏置电流Ib及输入失调电压Vos值
(2)其次选择运放周边电阻值要求与“输入偏置电流Ib”拉开距离
我们知道，运放增益(放大倍数)只与选择的外围电阻有关，与运放本身无关，那是建立在“理想运放”的基础之上的，“理想运放”满足“虚短”和“虚断”概念，如图6所示反向运算放大器电路，这才有了反向运算放大器增益Av=-R2/R1;
图6 反向运算放大器电路
请注意，反向运算放大器增益Av=-R2/R1是建立在理想运放虚短Vn=Vp及虚断ii=0基础之上的，这个“ii”就是运放输入级的偏置电流，这样根据基尔霍夫电流定律i1=i2，即(Vi-Vn)/R1=(Vn-V0)/R2就能得到反向运放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式。
虚断ii=0的前提是：i1和i2要远大于ii，至少要大三个数量级(1000倍)，这样才能忽略输入偏置电流ii的影响，上述的计算公式才能成立，下面举例说一下。
假设我们选择运放芯片LM358来设计图6所示的反向放大器，根据LM358的规格书可知其输入偏置电流Ib为20nA(如图4所示)，那这个时候i1和i2的取值至少要保证在20nA的1000倍，即20mA。因为运放LM358的输入偏置电流是由输入信号源来提供的，假如LM358采用单电源5V供电，那么就要保证待处理的输入信号源最小值能让i1和i2至少达到20mA数量级，不然的话反向运放增益Av=V0/Vi=-R2/R1的公式就不能够成立，按照这里来计算和处理就会产生较大误差。因此我们选择电阻R1和R2时，不能够选的太大，但是也不能选的太小，你选小了，电阻上功耗就会变大，那你电阻封装就需要更大的，这显示不符合我们电路设计思想，所以你常常见到别人一般选择KΩ级别电阻就在于这点上，KΩ级别电阻产生的i1和i2就是mA数量级，现在大家明白了吧!
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